【導讀】汽車電子子系統(tǒng)的增加產生了對能夠在挑戰(zhàn)性條件下工作的小型、廉價和高可靠性電子設備的需求。由于汽車電源軌上的噪聲，出現(xiàn)了許多這種具有挑戰(zhàn)性的情況。根據充電狀態(tài)、溫度和交流發(fā)電機的狀況，汽車電池電壓的穩(wěn)態(tài)范圍為9至16 V。然而，電源軌也受到一系列動態(tài)干擾，包括啟動停止、冷啟動和負載突降瞬態(tài)曲線。
汽車電源線連續(xù)和瞬態(tài)傳導干擾測試的測試級別
所有這些類型的事件產生了對電子設備可能存在問題的電氣條件。為了測試漏洞，每個汽車制造商都有自己豐富的傳導抗擾（CI）測試套件，并且有ISO 7637和ISO 16750等國際標準給出的標準脈沖波形。除了常見的欠壓和過壓瞬態(tài)源之外，疊加在直流母線上的交流發(fā)電機正弦曲線噪聲可能是有害的，尤其對于汽車信息娛樂和照明系統(tǒng)而言。
大多數(shù)汽車試圖使用由低通電感加電容（LC）濾波器和瞬態(tài)電壓抑制器（TVS）陣列組成的無源電路來消除瞬態(tài)干擾。這樣一來，位于保護網絡下游的汽車電子設備可以承受高達40V的瞬態(tài)電壓而不會損壞。但是，低頻情況下降低干擾所需的電感器/電解電容器組合占用了大量的空間。
幸運的是，有更緊湊的處理瞬態(tài)的方法。此方法使用具有高電源抑制比（PSRR，其中抑制表示為輸出噪聲與輸入噪聲的對數(shù)比）同步降壓-升壓直流/直流轉換器的有源濾波器。除了處理濾波之外，有源濾波器還提供電池電壓調節(jié)和瞬態(tài)抑制。
同步降壓-升壓轉換器
設計與汽車電池配合使用的穩(wěn)壓器時，設計人員必須記住，電池電壓可高于輸出電壓設定值（如電池充電時），低于設定值（與嚴重放電時相同），等于設定值。這種可變性需要降壓-升壓轉換。傳統(tǒng)的降壓或升壓轉換器在這里無法滿足要求的，因為兩者分別僅是降壓或升壓轉換。
可以圍繞LM5175-Q1控制器設計四開關同步降壓-升壓轉換器，以輸出嚴格穩(wěn)壓的12V電源軌。這種方法適用于發(fā)動機管理單元（EMU）和其他重要的汽車功能，這些功能要求即使在最嚴重的電池電壓瞬變期間，負載也必須保持通電而不出現(xiàn)問題。
這種現(xiàn)代降壓-升壓功率級的主要吸引力是將簡單的降壓或升壓工作模式用于實現(xiàn)高轉換效率。與傳統(tǒng)的單開關（反相）降壓-升壓相反，電路產生正輸出電壓。另外，憑借簡單的磁性組件，相對于SEPIC、反激式、Zeta和級聯(lián)升壓-降壓拓撲結構，它有更小的功率損耗和更高的功率密度。
四開關降壓-升壓轉換器具有直觀的拓撲結構。它還相對緊湊，采用控制啟動，同時在升壓模式下引入短路保護。同樣，控制和補償很簡單，轉換器使用恒定開關頻率。因此，這種方法適用于汽車電池電壓調節(jié)。
該電路實現(xiàn)了具有組合峰谷電流模式控制的四開關降壓-升壓轉換器。
當輸入電壓分別適當?shù)馗哂诨虻陀谳敵鲭妷簳r，電路產生常規(guī)的同步降壓或升壓，并且相反非開關支路的高側MOSFET導通為通過器件。
典型四開關降壓-升壓轉換器電路原理圖說明了功率級和LM5175-Q1控制器芯片的組件。控制器芯片包括集成柵極驅動器、偏置電源、電流感測電路、輸出電壓反饋、環(huán)路補償、可編程欠壓鎖定電路以及用于降低噪聲特征的抖動選項。設計人員可以選擇開關頻率。400 kHz開關頻率可以降低電路占用空間，消除對AM廣播頻帶的干擾。
在所附示意圖中，四個功率MOSFET設置為全橋配置中的降壓和升壓橋臂，其中開關節(jié)點SW1和SW2通過功率電感器（由LF表示）連接。當輸入電壓分別適當?shù)馗哂诨虻陀谳敵鲭妷簳r，發(fā)生傳統(tǒng)的同步降壓或升壓，并且相反非開關支路的高側MOSFET導通為通過器件。
但是，此降壓-升壓實施方案的最引人注目的特征是當輸入接近輸出電壓設定值時，在降壓-升壓（B-B）轉變區(qū)域中采用特殊方案。然后，降壓和升壓橋臂均以一半的開關頻率，以相移、交錯方式進行處切換，這非常有利于效率和功率損耗。
控制架構將升壓中的峰值電流模式控制和降壓中的谷值電流模式控制相結合，實現(xiàn)了平滑的模式轉換，僅需要一個低側配置的分流電阻即可實現(xiàn)電流檢測。
效率和分解組件功率損耗與四開關同步降壓-升壓轉換器的（a）負載電流和（b，下圖）輸入電壓。升壓-升壓模式區(qū)域在效率與線路圖中很明顯。
ISO 16750-2疊加正弦交流測試電壓（a），在兩分鐘掃描持續(xù)時間內從50Hz到25kHz的頻率掃描記錄（b）。
在9和16V輸入電壓下對轉換器開環(huán)增益和相位圖的仿真顯示了相應的PSRR性能。
上圖是9和16V輸入的模擬波特圖，環(huán)路交叉頻率分別為14 kHz和17kHz。
下圖是模擬PSRR，分別顯示了在1kHz時，9V和16V輸入的衰減分別為40dB和42dB。
觀察效率和組件功率耗散對于轉換器設計線路和負載的曲線圖很有趣。考慮到總體損耗，具有12V穩(wěn)壓輸出的轉換器很容易在寬范圍的輸出電流和輸入電壓下達到95％以上的效率。
車載電子設備的一個重要特性是對音頻（AF）范圍內傳導瞬態(tài)的抗干擾性。這種噪聲的來源是在輸出上有殘余交流電的汽車交流發(fā)電機。交流發(fā)電機的定子繞組基本上是具有高阻抗輸出的三相正弦電流源，饋入二極管全波整流器。整流產生重疊的電流脈沖，波紋由三相確定。
ISO 16750-2第4.4節(jié)描述了汽車電子設備應能承受的交流發(fā)電機輸出的電壓紋波。根據測試脈沖嚴重程度，測試信號在50 Hz至25 kHz的頻率范圍內，幅值為峰峰值1V，2V和4V。
最大PSRR
直流/直流轉換器的PSRR與環(huán)路帶寬相關并受其影響。環(huán)路帶寬通常限于開關頻率的20％或更低，取決于在升壓模式下出現(xiàn)的右半平面零（RHPZ）頻率。在諸如TI的LM5175-Q1等控制器中，PSRR性能在很大程度上與VIN 和負載變化無關。這是由于具有基于VIN 和VOUT差值的自適應斜坡補償電流模式控制方案，設計用于提高PSRR和抑制線路瞬態(tài)。
在隨附的電路原理圖中，標注為CSLOPE的電容器用于斜坡補償設置。CSLOPE 被選擇為在谷值（峰值）電流模式降壓（升壓）工作模式下的典型的電感器上升斜坡（下降斜坡）的理想的無差拍響應。可用的電感器斜率的一半理論上提供最佳線路抑制，但這表示用于環(huán)路穩(wěn)定性的最小斜坡補償。
總而言之，四開關同步降壓-升壓轉換器是在汽車應用中實現(xiàn)穩(wěn)定電壓調節(jié)，而且緊湊經濟。它使得不再需要龐大的無源濾波器組件。此降壓-升壓控制器還通過了AEC-Q100汽車認證。
左圖是當9V直流輸入具有1V峰峰值幅值疊加1kHz正弦波紋時，同步降壓-升壓轉換器的輸出電壓。所有電壓都使用去除開關頻率噪聲的交流示波器探頭耦合進行測量。輸入電壓通過連接為源極跟隨器的串聯(lián)n溝道MOSFET進行調制。輸入信號衰減大約40dB，符合預期。右下圖是在冷啟動瞬變期間的輸出電壓，下降到3V持續(xù)20毫秒。使用汽車冷啟動模擬器。如上所述，四開關同步降壓-升壓轉換器通過冷啟動曲線無縫調節(jié)，保持輸出電壓在其額定12V設定值。功率MOSFET在低輸入電壓時具有足夠的柵極驅動幅度，因為VOUT為控制器的偏置引腳輸入供電。
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