【導(dǎo)讀】本文設(shè)計(jì)的一款開關(guān)電源控制器芯片設(shè)計(jì)方案，采用了PWM和Burst交替的多模式控制，有效提高了變換器的效率，并成功實(shí)現(xiàn)了不同模式間的平滑過渡以及過沖電壓的抑制，減少了開關(guān)損耗，功率開關(guān)和同步整流開關(guān)的集成也簡化了片外應(yīng)用電路的設(shè)計(jì)。
降壓型集成開關(guān)電源控制器廣泛應(yīng)用于各類便攜式設(shè)備中。近年來，隨著電池供電的便攜式設(shè)備，如手機(jī)、MP3播放器、PDA等性能的提高和功能的日趨豐富，對于開關(guān)電源的效率提出了越來越高的要求。
為提高效率和減少片外元器件，目前應(yīng)用的Buck變換器通常集成了功率開關(guān)和同步整流開關(guān)。同時(shí)，為減小片外電感元件的尺寸以適應(yīng)便攜式設(shè)備的應(yīng)用，開關(guān)頻率往往設(shè)置為幾兆甚至更高的數(shù)量級。由此帶來的問題是，當(dāng)變換器工作在輕載條件下，開關(guān)損耗就變成了主要的功率損耗。而便攜式設(shè)備恰恰常工作于待機(jī)狀態(tài)即輕載工作狀態(tài)下，輕載效率對于延長電池的使用壽命至關(guān)重要。因此，提高輕載效率的問題受到了高度關(guān)注。
解決上述問題的一種常見方法是在輕載情況下降低開關(guān)頻率，從而使得變換器的效率保持在與重載近似的水平上。這種技術(shù)有PFM/PWM多模式調(diào)制、共柵驅(qū)動(dòng)等，但是它們有一個(gè)共同的缺點(diǎn)：開關(guān)頻率隨負(fù)載調(diào)制，這使片外濾波器的設(shè)計(jì)變得相當(dāng)復(fù)雜。
本文提出的綠色模式降壓型功率集成開關(guān)電源控制器芯片采用了Burst/PWM多模式調(diào)制技術(shù)，控制變換器在重載下以恒定頻率工作在PWM模式，而當(dāng)負(fù)載降低到一定程度時(shí)，自動(dòng)切換到Burst模式并以降低的恒定頻率工作。其主要優(yōu)點(diǎn)是減少了開關(guān)損耗，又不增加片外濾波器的設(shè)計(jì)復(fù)雜度。此外，Burst模式還可以根據(jù)應(yīng)用的需要，由用戶控制使能或禁止。并且在模式轉(zhuǎn)換過程中，采用雙基準(zhǔn)法實(shí)現(xiàn)模式轉(zhuǎn)換的平滑過渡和負(fù)載遲滯。同時(shí)，芯片引入片上電流檢測技術(shù)以取代傳統(tǒng)的電阻電流檢測，在一定程度上減少了功耗。功率開關(guān)和同步整流開關(guān)的集成也簡化了片外應(yīng)用電路的設(shè)計(jì)。
綠色模式降壓型開關(guān)電源控制器系統(tǒng)設(shè)計(jì)
本文提出的綠色模式降壓型開關(guān)電源控制器是一個(gè)恒定頻率工作、峰值電流控制模式的Buck變換器，輸出電壓經(jīng)由片外分壓電阻反饋調(diào)節(jié)，功率開關(guān)和同步整流開關(guān)均由片上集成。系統(tǒng)原理如圖1所示。
圖1：系統(tǒng)原理圖
[page]1、峰值電流PWM控制模式
DC2DC變換器的控制策略主要有電壓型控制和電流型控制兩種。與電壓型控制相比，電流型控制策略因具有較好的線性調(diào)整率和較為簡單的補(bǔ)償電路等優(yōu)點(diǎn)而被廣泛采用。
作者提出的綠色模式Buck變換器在重載條件下工作時(shí)，采用峰值電流PWM控制策略。通常，根據(jù)電感電流檢測方法的不同，電流型控制又可分為平均電流控制、峰值電流控制、模擬電流控制等不同模式，其中峰值電流控制模式因?qū)斎腚妷汉洼敵鲐?fù)載變化的瞬態(tài)響應(yīng)快、具有瞬時(shí)峰值電流限流功能等優(yōu)點(diǎn)，應(yīng)用最為廣泛。
峰值電流控制環(huán)路主要由電流環(huán)和電壓環(huán)構(gòu)成。控制環(huán)路的工作過程由圖2所示。圖中：
Vsense=Vin-KIsense(1)
式中Vin是輸入電源電壓；Vsense是電流檢測模塊檢測到的電壓信號；Isense是檢測模塊檢測到的與電感電流成比例的信號。另外，圖2中的Vpeak信號即為受電壓環(huán)控制的預(yù)期要達(dá)到的與電感電流峰值相對應(yīng)的電壓信號。
在每個(gè)周期開始時(shí)，由時(shí)鐘上升沿置位主RS觸發(fā)器，功率開關(guān)打開，變換器進(jìn)入充電階段，電感電流上升，Isense上升而Vsense下降。當(dāng)電感電流達(dá)到峰值，即Vsense達(dá)到Vpeak時(shí)，電流比較器(Icomp)的輸出復(fù)位RS觸發(fā)器控制功率開關(guān)關(guān)斷。這就是電流環(huán)的工作過程。而電感電流的峰值主要由電壓環(huán)控制。具體地說，當(dāng)反饋電壓下降到基準(zhǔn)以下時(shí)，誤差放大器(EA)輸出上升，限制電流上升峰值的Vpeak電壓隨之下降，于是功率開關(guān)的開啟占空比增大，輸出電壓上升，反之亦然。其中反饋電壓是由輸出電壓經(jīng)過電阻分壓得到的。
在功率開關(guān)關(guān)斷的時(shí)間間隔內(nèi)，傳統(tǒng)的降壓型Buck變換器采用肖特基二極管作為續(xù)流二極管。因此，當(dāng)肖特基二極管導(dǎo)通時(shí)，它的導(dǎo)通壓降(典型值013V)引起的功率損耗將是不可避免的。為了減少導(dǎo)通損耗，引入了同步整流技術(shù)。同步整流即采用一個(gè)同步功率開關(guān)代替整流二極管。當(dāng)同步整流開關(guān)導(dǎo)通時(shí)，導(dǎo)通電阻一般在100mΩ以下，以1A負(fù)載為例，此時(shí)的導(dǎo)通損耗近似為011W;而對于導(dǎo)通電壓為013V的肖特基二極管，損耗近似為013W.可見在中小功率的應(yīng)用當(dāng)中，同步整流可以有效地提高開關(guān)電源變換器的效率。
由于同步整流開關(guān)和肖特基二極管之間工作方式的差異，需同時(shí)引入一些控制電路和保護(hù)電路。
首先，在功率開關(guān)和同步整流開關(guān)兩個(gè)開關(guān)轉(zhuǎn)換的瞬間，必須設(shè)置一個(gè)死區(qū)時(shí)間(anti2shoot2thru)來防止兩個(gè)開關(guān)同時(shí)導(dǎo)通導(dǎo)致輸入電源短路。在死區(qū)時(shí)間內(nèi)，功率開關(guān)和同步整流開關(guān)都關(guān)斷，此時(shí)電流由同步整流開關(guān)上寄生的二極管續(xù)流，所以在合理范圍內(nèi)死區(qū)時(shí)間越短就越能減少功耗，一般設(shè)計(jì)在10ns左右(1MHz工作頻率下)。
其次，同步整流開關(guān)不像肖特基二極管那樣只能單向?qū)щ姡?dāng)變換器工作在斷續(xù)電流模式下，在下一個(gè)周期開始之前，同步整流開關(guān)上的電流就已經(jīng)下降到零并反向，此時(shí)，電感電流反向相當(dāng)于從負(fù)載抽電流，導(dǎo)致能量的浪費(fèi)以及變換器效率的降低。因此必須設(shè)計(jì)一個(gè)防止同步整流開關(guān)電流反向的檢測電路(reverse)來檢測電流方向。本設(shè)計(jì)是利用檢測SW點(diǎn)的電壓，當(dāng)電壓從負(fù)變正時(shí)，反向電流比較器控制同步整流開關(guān)關(guān)斷。
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2、Burst控制模式
在輕載情況下，這個(gè)多模式開關(guān)電源控制器還可以控制變換器工作在Burst模式。在這種模式下，功率開關(guān)根據(jù)負(fù)載情況連續(xù)工作幾個(gè)周期再關(guān)斷幾個(gè)周期，因此可以有效地減少開關(guān)損耗和降低靜態(tài)功耗。對于便攜式設(shè)備應(yīng)用來說，輕載情況下的變換器效率是一項(xiàng)非常重要的指標(biāo)，因此Burst控制模式必不可少。
3、模式轉(zhuǎn)換
在多模式控制的變換器中，由于在輕重載條件下采用不同的控制策略，會(huì)在負(fù)載變化和模式切換的時(shí)候產(chǎn)生一些問題：一是當(dāng)負(fù)載電流正好在所設(shè)定的模式切換點(diǎn)附近波動(dòng)時(shí)，會(huì)使變換器在兩種工作模式間反復(fù)切換，極容易造成工作狀態(tài)不穩(wěn)定;二是在模式切換的瞬間會(huì)產(chǎn)生較大的過沖電壓，導(dǎo)致器件損壞。這是多模式變換器普遍存在的一個(gè)嚴(yán)重缺陷。針對這一缺陷，本文提出一種雙基準(zhǔn)解決方案，即對PWM模式和Burst模式采用不同的基準(zhǔn)電壓，這樣不但可以實(shí)現(xiàn)如前所述的模式切換過程中的遲滯功能，且可抑制一部分過沖電壓。模式切換時(shí)的工作原理如圖4所示。
圖4模式切換時(shí)的工作原理
在Burst工作模式中，控制器控制輸出電壓略高于PWM工作模式中的輸出電壓，設(shè)計(jì)中，Burst下限高于EA基準(zhǔn)的016%，上限高于EA基準(zhǔn)的117%.當(dāng)負(fù)載較重時(shí)，變換器工作在PWM模式，當(dāng)負(fù)載下降到一定值時(shí)，電感電流的峰值不再隨著負(fù)載的變化而變化，輸出電壓上升，直到達(dá)到Burst比較器上限時(shí)才會(huì)控制功率開關(guān)關(guān)斷，變換器進(jìn)入到Burst工作模式。類似，當(dāng)負(fù)載從輕載變到重載，電感電流峰值需要隨著負(fù)載變化而調(diào)整時(shí)，輸出電壓下降，直到達(dá)到EA基準(zhǔn)變換器才回到PWM工作模式。這就相當(dāng)于在模式切換的負(fù)載條件之間形成了一個(gè)遲滯窗口，窗口的下限是EA基準(zhǔn)，上限是Burst比較器上限。另一方面，設(shè)置兩個(gè)基準(zhǔn)，還可以在模式轉(zhuǎn)換時(shí)提供一個(gè)電壓余量，起到抑制過沖電壓的作用。
片上電流檢測
片上電流檢測就是把檢測電感電流的功能集成到控制芯片內(nèi)部，尤其對于功率集成的控制器來說，其意義就顯得更為重要也較易實(shí)現(xiàn)，且采用片上電流檢測有利于有效簡化外圍應(yīng)用電路的設(shè)計(jì)。
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電流檢測可以根據(jù)檢測電路的不同位置分為高邊檢測和低邊檢測，對于Buck電路來說，若檢測對象是流過功率開關(guān)的電流，多采用高邊檢測；但若檢測對象是流過同步整流開關(guān)的電流，就需采用低邊檢測。以高邊檢測為例，傳統(tǒng)的檢測方法是利用一個(gè)小電阻與功率開關(guān)串聯(lián)來檢測流過功率開關(guān)的電流。但受到工藝的限制，小電阻的阻值精度通常是很低的，且會(huì)占用較多的芯片面積。尤其在低電壓供電的系統(tǒng)中，檢測電阻上的損耗和檢測精度都是嚴(yán)重的問題。因此，本文采用了一種基于電流鏡結(jié)構(gòu)的片上電流檢測技術(shù)，與傳統(tǒng)的電阻檢測方法相比，它的精度較高，功率損耗小。
電流檢測電路主要有兩個(gè)功能模塊，一是功率開關(guān)電流檢測模塊，二是峰值電流箝位模塊。
功率開關(guān)電流檢測的基本電路原理如圖5所示。主要采用電流鏡結(jié)構(gòu)，用一個(gè)與功率開關(guān)成一定比例的MOS管來鏡像功率開關(guān)的電流。圖中PM_P是功率開關(guān)，NM_P是同步整流開關(guān)。PMOS管PM0和PM_P組成一個(gè)簡單電流鏡結(jié)構(gòu)。運(yùn)算放大器CSA的作用是保持PM0和PM_P的VDS電壓相等，它是一個(gè)兩級折疊式共源共柵結(jié)構(gòu)，具有較大的帶寬和較快的響應(yīng)速度，以達(dá)到較高的檢測精度和較大的電流檢測范圍。
PM1的作用是防止當(dāng)同步整流開關(guān)通時(shí)，CSA+端短路到地。如果在功率開關(guān)關(guān)斷的時(shí)候CSA+短路到地，則每個(gè)周期功率開關(guān)開始打開的時(shí)候，CSA+需要較長的恢復(fù)時(shí)間，會(huì)影響檢測精度。另一方面，功率開關(guān)導(dǎo)通時(shí)是工作在線性區(qū)，因此PM0和PM_P的VDS電壓差對電流鏡的鏡像精度影響較大，所以PM1必須具有較小VDS值，可以適當(dāng)?shù)卦龃笏膶掗L比。
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在設(shè)計(jì)中，取PM0和PM_P的寬長比的比值為1∶3000，因此流過PM0和PM_P的電流比值也為1∶3000.可得檢測電壓VIL為：
根據(jù)(5)和(7)式，可以設(shè)計(jì)合適的電路參數(shù)，以保證在應(yīng)用所需的負(fù)載范圍之內(nèi)誤差放大器不會(huì)飽和，同時(shí)可以限制最大的負(fù)載值，且當(dāng)負(fù)載低于一定值時(shí)實(shí)現(xiàn)峰值電流箝位控制。
圖6中的Slop+和Slop-兩個(gè)節(jié)點(diǎn)主要用來加入斜坡電流，當(dāng)變換器工作在重載條件下且占空比大于50%時(shí)，則實(shí)現(xiàn)斜坡補(bǔ)償?shù)墓δ堋?br />
測試結(jié)果
該變換器芯片在115μmBCD工藝下設(shè)計(jì)和制造。
圖7為該變換器芯片的顯微照片。整個(gè)芯片面積為615mm2，芯片下部主要是集成的功率開關(guān)和同步整流開關(guān)，面積約為2mm2，上部為控制器。
測試中應(yīng)用的Buck變換器拓?fù)淙鐖D8示。設(shè)置工作頻率為1MHz，輸入電壓范圍2~7V，輸出電壓115V.改變分壓電阻的取值可改變輸出電壓，表1為一組典型應(yīng)用下的分壓電阻取值參考。電路可承受的負(fù)載范圍為0~500mA，足以能滿足一般便攜式設(shè)備的應(yīng)用需求。
圖9給出變換器在重載工作條件下的測試結(jié)果，負(fù)載電流為300mA.可看到此時(shí)變換器以時(shí)鐘頻率穩(wěn)定工作在PWM模式，測得輸出電壓的紋波為516mV.圖10是變換器工作在最大負(fù)載500mA下的測試結(jié)果，可看到變換器依然以恒定頻率穩(wěn)定地工作在PWM模式下，輸出電壓紋波為616mV，滿足了設(shè)計(jì)的負(fù)載范圍要求。
圖11為輕載條件下的測試結(jié)果，負(fù)載電流為50mA.此時(shí)變換器工作在Burst模式，即以時(shí)鐘頻率連續(xù)工作若干周期之后又連續(xù)關(guān)斷若干周期。負(fù)載越低，關(guān)斷的時(shí)鐘周期就越多。此時(shí)測得輸出電壓紋波為3912mV.如前述，紋波電壓的大小主要由片內(nèi)Burst比較器的遲滯窗口所控制。
圖12所示是負(fù)載跳變時(shí)輸出響應(yīng)的測試結(jié)果。測試中使負(fù)載在50和300mA之間跳變，負(fù)載變化速率為800mA/μs.波形顯示，Burst工作模式下的輸出電壓平均值比PWM模式下的高20mV，這是由于在兩種模式下采用了不同基準(zhǔn)。在重載跳變到輕載的過程中，過沖電壓為32mV，恢復(fù)時(shí)間為2μs，較好地實(shí)現(xiàn)了對于過沖電壓的抑制，且在兩個(gè)周期內(nèi)就可以完成模式轉(zhuǎn)換達(dá)到穩(wěn)定狀態(tài)，響應(yīng)速度相當(dāng)快。
以上即為該變換器的穩(wěn)態(tài)和瞬態(tài)測試結(jié)果。表2是測試結(jié)果與仿真結(jié)果的比較，測試中不可避免地會(huì)有一些測試誤差和寄生參數(shù)的影響，但總體上還是符合設(shè)計(jì)指標(biāo)的，即已達(dá)到了預(yù)期的設(shè)計(jì)要求。
圖13是變換器效率測試曲線，可以看到，當(dāng)變換器工作在PWM/Burst多模式調(diào)制狀態(tài)時(shí)，由于在輕載條件下間隔地關(guān)斷功率開關(guān)和不必要的耗電模塊，使得在整個(gè)工作負(fù)載范圍內(nèi)變換器的效率基本上保持恒定，反映出Burst控制模式有效減小了輕載時(shí)的開關(guān)損耗和靜態(tài)功耗。而單純的PWM模式工作(Burst模式被禁止時(shí))，變換器的效率在重載時(shí)還能維持在一定值，但隨著負(fù)載的減小急劇下降，這反映出輕載時(shí)PWM開關(guān)損耗成為主要功耗，也證明輕載時(shí)采用Burst模式對于降低功耗是必要的。
與通常提高輕載效率的方法相比，本文提出的Burst工作模式，不僅具有較高的輕載效率，還體現(xiàn)了與其他方法相比更優(yōu)的負(fù)載調(diào)整率，且簡化了外圍應(yīng)用電路設(shè)計(jì)的復(fù)雜性。
結(jié)語
本文提出的一種高效率綠色模式降壓型集成開關(guān)電源控制器的設(shè)計(jì)方案，其特點(diǎn)是采用了PWM和Burst交替的多模式控制，有效提高了變換器的效率，并成功實(shí)現(xiàn)了不同模式間的平滑過渡以及過沖電壓的抑制。片上電流檢測技術(shù)的應(yīng)用進(jìn)一步降低了芯片的功耗，提高了電源精度。此外，功率開關(guān)和同步整流開關(guān)的集成不僅方便了片上電流檢測技術(shù)的實(shí)現(xiàn)，也簡化了應(yīng)用電路。芯片在115μmBCD工藝下設(shè)計(jì)與實(shí)現(xiàn)，并得到了預(yù)期的測試結(jié)果。
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