1．汽車電氣系統簡述
近年來，隨著汽車功能的不斷增加和系統可靠性要求的不斷提高，越來越多的電子控制單元（ECU）被引入到汽車設計中，汽車中的電氣系統變得越來越復雜，已經成為汽車系統總成的核心。通常，汽車的電氣系統分為供電系統和用電設備兩部分。供電系統是指給用電設備產生、分配和傳遞電能裝置的總稱，它包括發電機、蓄電池、電線束、開關及繼電器等，具有低壓和直流的特點。汽車用電設備是指汽車電氣系統中需要電源供給的設備，如：起動機、空調，音響，車燈，ABS 等等，其所需的電能由兩個電源供給，即：發電機和蓄電池。其具有單線制供電特點，即：所有用電設備均并聯。蓄電池和發電機的電源正極和各用電設備只用一根導線相連，而電源的負極搭接到汽車底盤上，俗稱負極搭鐵，利用發動機體、汽車車架和車身等金屬機體作為一公共電流回路。下圖為一汽車的電氣系統概要框圖（見圖1）。
汽車內的供電是低壓電路的供壓，屬于安全電壓范圍，其額定電壓有6V、12V、24V 三種。目前汽油車普遍采用12V 電源，而柴油汽車則多采用24V 電源。汽車發動機點火系和起動系統均由蓄電池供電，蓄電池為直流電源，因此，向蓄電池充電也必須采用直流電方式。汽車里通常采用的硅整流交流發電機其本質是一臺三相同步交流發電機，通過硅二極管整流后提供直流充電電流。
發電機是由汽車發動機拖動而工作的，在汽車正常運行時，發電機在汽車上是主要的供電電源，供給全車除起動機外的一切電氣設備的電能，并將多余的電能向蓄電池充電，使蓄電池始終處于完好的荷電狀態。蓄電池是供電系統的輔助電源，當發動機處于起動或低速運轉時，發電機不能發電或發出的電壓很低，此時點火系及其它用電設備所需的電能則完全由蓄電池供給。同時，當用電設備所需的功率超過發電機所輸出的功率時，蓄電池與發電機共同向用電設備供電。
在發電機供電的情況下，電源系統中有很高的脈沖電流，隨著不同用電設備的啟用或關閉，在各個負載中的脈沖電流也相應變化。因此，對供電系統的要求是：在車輛各種使用工況條件下，均能可靠地保證向用電設備供電；各零部件必須符合汽車電氣設備基本技術條件及其專門技術條件的要求。
2．直流電源濾波器的設計原則
越來越多的電子控制、通訊，導航，監控和顯示等各種功能的電子化裝置應用到汽車設計中。因此，必須考慮這些電子裝置工作時所處的電氣和電磁環境，它可能對周圍的電子設備造成危害，同時也受到車載其他電氣設備產生的電磁干擾，可能導致電子裝置的功能降低、短暫故障甚至永久損壞。這些電磁干擾往往來自于點火系統、發電機及整流器系、電機以及執行器等供電系統，而且電磁干擾的頻帶很寬，且通過傳導、耦合或輻射的方式，傳播到車載電子部件或系統中，影響其正常運行。鑒于此，ISO 7637－2 中規定了沿電源線的電瞬態傳導的干擾脈沖的抗擾性失效模式、嚴重程度和測量，適用于各種動力系統的道路車輛，例如：火花點火發動機、電動機、混合動力驅動系統等。為了確保用電設備正常工作，免受來自電源線上的電瞬態傳導干擾脈沖，直流電源濾波器的設計成為汽車電子產品設計中的重點。
從廣義范圍上來看，電源濾波器所起的作用相當于是一個由電感、電容組成的無源低通濾波器，它能夠將汽車供電系統中的瞬態干擾信號大幅度衰減或完全濾除，并能阻止汽車用電設備（如汽車音響等）內部電路設計中產生的干擾噪聲通過電源線反串入汽車供電系統中，污染其他的用電設備的電源供電環境。
就直流電源濾波器的形式而言，其主要有四種網絡結構，見下圖2。
一般來說,π 形結構可以提供低的輸入輸出阻抗,適于所在電路源阻抗和負載阻抗高的場合;T 形結構可以提供高的輸入輸出阻抗,適用于電源源阻抗和負載阻抗低的場合；L 形結構可以提供高輸入阻抗和低輸出阻抗(或者相反),適于所在電路低源阻抗和高負載阻抗(或者相反)場合。不管選用哪一種形式的濾波網絡結構，都要注意以下設計原則：
1) 雙向濾波功能：供電系統對汽車音響提供電流、電源濾波器對來自供電系統的瞬態脈沖起到濾波作用，同時，汽車音響內部的各種高頻脈沖信號或數字信號因為電源濾波器的存在，對汽車供電系統的傳導發射干擾程度大大降低。
2) 能有效地抑制差模干擾和共模干擾：在汽車音響直流電源設計中要重點考慮差模干擾的抑制性能。
3) 最大程度地滿足阻抗失配設計原則。
對于瞬態干擾信號，插入損耗要盡可能增大，即盡可能增大信號的反射。根據信號傳輸理論，當電源的輸出阻抗ZO≠濾波器的輸人阻抗ZI 時，在電源濾波器的輸入端口就會發生反射，反射系數 p＝(ZO－ZI)/(ZO＋ZI)。
顯然，ZO 與ZI 相差越大，p 便越大，端口產生的反射越大，瞬態干擾信號就越難通過。所以，直流電源濾波器輸入端口應與汽車供電系統的輸出端口處于失配狀態，使瞬態干擾信號產生反射，有效抑制瞬態干擾信號進入汽車音響電路。同理，濾波器輸出端口應與負載處于失配狀態，使汽車音響內部產生的CE 輻射信號產生反射，降低對外圍用電設備的干擾。因此，電源濾波器的設計應遵循下列原則：
a) 源內阻是高阻的，則濾波器輸人阻抗就應該是低阻的，反之亦然。
b) 負載是高阻的，則濾波器輸出阻抗就應該是低阻的，反之亦然。
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根據ISO 16750-2 和ISO 7637-2 中對連續電源的內阻Ri 的要求（見表1）：其應小于直流0.01Ω。對于低于400Hz 的頻率而言，連續電源內部阻抗應為Zi=Ri， 對于不同的瞬態脈沖，Ri 是不同的,參見下表中12V 和24V 供電系統的Ri。輸出電壓在0Ω負載到最大負載（包括竄入電流）之間的變化不應超過1V，它應在100us 的時間內恢復其最大幅度的63%。疊加脈動電壓Ur 的峰值間應不超過0.2V，最低頻率應為400Hz。
對于供電系統中的瞬態干擾信號，電感是高阻的，電容是低阻的，所以，電源濾波器與源或負載的端接應遵循下列原則：
a) 如果電源內阻或負載是阻性或感性的，與之端接的濾波器接口就應該是容性的。
b) 如果電源內阻或負載是容性的，與之端接的濾波器接口就應該是感性的。
3．汽車音響直流電源濾波器的設計
通過采用阻抗失配原則選定了電源濾波器的結構，基本上已經決定了電源濾波器的效率。濾波網絡兩端的阻抗差異越大，濾波器的效率越高，濾波效果也就越好。此外，濾波器的插入損耗，即插入電源噪聲濾波器后噪聲干擾的衰減程度，這也是在實際設計和使用電源噪聲濾波器中最需要考慮的因素之一。一般可以用電壓幅值的比值來計算表示插入損耗，其值越大，表示濾波器抑制噪聲干擾的能力越強。
就汽車音響獨立個體而言， 汽車音響直流電源濾波器為差模噪音信號濾波器，采用濾波扼流圈和濾波電容組成的差模干擾濾除回路。由于差模電容的作用，差模干擾電流將通過電容流回電源線而不流入汽車音響中。但從系統而言，電源導線、汽車音響和地平面（汽車底盤）構成了共模噪音信號返回路徑，如圖3 所示：為了降低系統的傳導發射性能，要求汽車音響的外殼要有一個良好的接地位置，降低共模電流或消除共模電流的存在。在CISPR25 的6.1.2 中規定,如果EUT 的電源返回路徑超過200mm，就將作為遠端接地處理，如果EUT 的電源返回路徑小于等于200mm，就作為近端接地，可以忽略共模電流的影響，降低共模電流引發的傳導發射危害性，這就是為什么在汽車音響設計中盡可能的確保外殼與整車的底盤有良好的搭接。見下圖4 是汽車音響電路中常見的直流電源濾波器電路圖。
差模電容使用的類型是陶瓷電容，考慮到其實際電壓值是額定交流電壓和電磁干擾峰值電壓的疊加值，因此要求差模電容要有足夠高的耐壓值，一般不低于50VDC。電容容量值可按照所抑制的噪聲電壓頻率下限值來確定，其值越大，濾波器的插入損耗也就越大。
差模扼流圈通常使用金屬粉壓磁芯（Iron Power Core），因為其初始磁導率受頻率影響小，高頻工作下損耗大，直流重疊特性好，大電流應用時電感量也不會大幅度下降，且適用頻率范圍較低。依流過電感的電流值不同，設計中的電感值可以取為幾mH～幾十uH。
下圖為三種不同的磁芯，其電感量隨電流的變化的曲線。從圖5 中可以看出：在設計汽車音響直流電源濾波器時，要根據工作電流的范圍來選擇合適的扼流圈。當汽車音響的正常工作電流大于3A 時，若選擇圖中POT 磁芯的扼流圈，電感量急劇降低，根本起不到濾波器的效果。
針對汽車供電系統中的瞬態脈沖噪音，一般集中在音頻范圍內（20Hz 至20KHz），因此，在產品設計和PCB Layout 中如何抑制音頻噪音干擾（AFI = Audio Frequency Interference）成為汽車音響設計的一項重要性能評估指標。理論上,電源濾波器的電感和電容的參數選的越大，濾波效果越好。但在實際應用中，容量大的電容一般寄生電感也大，自諧振頻率低，對高頻噪聲的去耦效果差，而電感值越大電感的體積也越大，所以在設計時應權衡各種因素的影響，確定合適的參數。在實際產品設計中，除了考慮來自汽車供電系統瞬態噪音的抑制，還要考慮高電壓（Over Voltage）、大電流(Over Current)，反向電壓(Reverse Voltage)等各種使用條件的分析和保護電路的設計。
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4．Over Voltage 和Over Current 設計的考慮
在汽車音響電源濾波器設計時，不僅要考慮各種不同汽車電氣系統瞬態噪音或脈沖的抑制作用，同時，還要加強Over Voltage、Over Current和Reverse Voltage等使用情況的發生。在GMW3172 － Feb.2007 ：5.2.4 、VW 801 01-2005-06：3.10和3.11、ISO 16750-2：4.2中規定了過壓（Over Voltage）測試的內容，在 GMW3172－Feb.2007 ：5.2.7、VW 801 01-2005-06：3.12和ISO 16750-2：4.3中規定了Superimposed Alternating Voltage的測試要求。由于普通電源噪聲濾波器對浪涌電壓的抑制能力較差，特別是當浪涌電壓上升緩慢且寬度較大時，容易出現阻抗不匹配，使電感線圈達到磁飽和，所以在電源噪聲濾波器輸入端通常增加了一個壓敏電阻或半導體浪涌電壓抑制管抑制浪涌電壓，保護汽車音響內部電路的正常運行。下面，針對12V汽車供電系統的電源濾波器電路進行參數確定，見圖6。
針對該電源濾波器，在Saber 中進行濾波效果仿真，見下圖7：以此為依據，進行其他參數設計分析。
a) C9 電容的取值
在允許的情況下，該電容的容量要求越大越好，其值很難確切地估算出來。一般情況下，要求取值在l500－3300uf 之間。電容的耐壓值必須經過雷擊浪涌后取值，有殘壓，其瞬時值一般在50V／s 時不損壞，按二級降額的原則選取，取值在25 V，頻率特性與電容的取值有關。電容容值越大，低頻濾波特性越好；電解電容的ESR 越小，低頻阻抗越低。仿真結果見圖8a 和8b。
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b）C1 - C8 電容的取值
在允許的情況下，電容容量的覆蓋范圍越廣越好，這樣，對于高頻的瞬態干擾脈沖噪音就能夠很好的抑制。一般情況下，要求取值在20pf－0.1uf 范圍。電容耐壓值必須能夠承受雷擊浪涌后取值，有殘壓，其瞬時值一般在100V／S 時不損壞，按二級降額的原則選取，取值50 V，頻率特性與電容的取值有關，電容值越小，高頻特性越好。圖9 為3 種電容實際阻抗隨頻率(100KHz 到500MHz)變換的特征曲線。圖10 為電容理想模型阻抗隨頻率的關系曲線。因此，C1－C9 電容一般都是通過電容并聯來滿足瞬態干擾脈沖噪音全頻范圍內的抑制作用。仿真結果見圖11a 和11b。
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c) 電感的取值
電感性能的好壞取決于磁芯材料特性，應考慮以下幾個方面：
第一，磁芯材料的頻率范圍要寬，要保證最高頻率在100MHz，即在很寬的頻率范圍內有比較穩定的磁導率。
第二，磁導率高，但是在實際中很難滿足這一要求，所以，磁導率往往是分段考慮的。磁芯材料一般是鐵氧體。
第三，電感量的估算——考慮阻抗隨頻率變換的特征曲線。共模扼流圈取值 1.5－5mH，差模扼流圈取值為 40－100uH;圖12 為理想電感阻抗隨頻率變換的曲線。
d)壓敏電阻的確定
壓敏電阻是電壓敏感器件，當加大壓敏電阻兩端的電壓低于額定電壓時，它的阻抗幾乎是無窮大，而超過額定值后，電阻值急劇下降，反應時間為納秒級。壓敏電阻是根據工作電壓來選擇標稱電壓值，一般可按使用電壓的1.8 – 2.0 倍關系來確定標稱電壓。比如：汽車音響正常電源電壓范圍在9V 至16V，則壓敏電阻的標稱電壓為 2x16V=32V。
e) TVS 參數的確定，在后面進行介紹。
5. 瞬態傳導干擾的設計考慮
在ISO 7637－2:2004、GMW3100-08.2001:3.2.1.3等標準中規定了沿電源線的電瞬態傳導的干擾脈沖的抗擾性失效模式、嚴重程度和測量，提供了5 種典型脈沖波形，雖然沒有涵蓋所有可能出現在車輛上的各種瞬態脈沖，但適用于各種動力系統的道路車輛，例如：火花點火發動機、壓燃式發動機、電動機、混合動力驅動系統。針對這5種典型的瞬態傳導脈沖，在Saber仿真環境中進行該電源濾波器電路（圖13）的仿真如下：
1）脈沖1 是模擬電源與感性負載斷開連接時所產生的瞬態現象。它影響與感性負載并聯的用電裝置，適用于各種DUT 與感性負載保持直接并聯的情況。仿真結果見圖14。
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2) 脈沖2a 模擬由于線束電感的原因，使與DUT并聯的裝置內電流突然中斷引起的瞬態現象；脈沖2b 模擬直流電機充當發電機，在點火開關斷開時的瞬態現象。仿真結果見圖15a。
圖15a
3) 試驗脈沖3 模擬由開關過程引起的瞬態現象，這些脈沖的特性受線束的分布電容和分布電感的影響。仿真結果見圖16a和16b。
在汽車音響產品設計滿足Over Voltage、反向電壓測試和進行Pulse 5 拋負載瞬態脈沖設計考慮中，TVS 二極管在整個電源濾波器中扮演著重要角色，如何選擇適合的TVS（硅瞬態電壓吸收二極管 Silicon Transient Voltage Suppressor）是設計的關鍵。下面，針對TVS 二極管進行簡單介紹，建立TVS 在Pulse 5 雙指數脈沖波形能量累積的MathCAD模型并進行仿真分析。
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TVS 二極管是十分有效的瞬態干擾抑制器件，當其兩極受到反向瞬態高能量沖擊時，它能以10 – 12 ns 量級的速度，將兩極間的高阻抗變為低阻抗，吸收高達數千瓦的浪涌功率，使兩極間的電壓箝位于一個預定值（一般小于2 倍額定工作電壓），有效地保護電子電路中的精密元器件免受各種浪涌脈沖的破壞。
TVS 對浪涌功率和浪涌電流的吸收能力取決于PN 結的面積，峰值脈沖功率（Pp）的吸收能力可以達到數千瓦。早期的器件用10/1000us 波形來考核，現在通常采用8/20us 的波形進行定義。TVS 的吸收峰值脈沖功率（Pp）是由TVS 上的箝位電壓和流過TVS 的沖擊電流的峰值乘積來確定的。要注意的是：TVS 的最大箝位電壓與TVS 的擊穿電壓（轉折電壓）不是一回事，最大箝位電壓大約是擊穿電壓的1.4 – 1.5 倍，這也表明TVS 有一定的動態電阻。
實際的TVS 瞬變干擾限定電壓可以用下式表達：
Uo = (IP/IPP)(UCMAX – UBR) + UBR
式中： IP 是實際的脈沖電流值
IPP是額定的最大脈沖電流
UCMAX 是產品規定的最大箝位電壓
UBR 是擊穿電壓
下圖為TPSMC36A TVS 的技術指標，了解每個波形的含義，有助于進行TVS 的MathCAD 模型仿真分析。
圖19 至圖22 為TPSMC36A TVS 的技術指標，了解每個波形的含義，有助于進行TVS 的MathCAD 模型仿真分析。
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在ISO7637－2：2004附錄E（脈沖發生器能量容量的確定）中，介紹了計算由脈沖發生器傳遞到匹配電阻（電阻性負載RL）上的脈沖能量的數學模型， 如下圖：
圖E.2——由瞬態發生器產生的雙指數脈沖波形
上式中：
UO —— 開路輸出電壓
Ri —— 脈沖發生器的電源內阻
RL —— 脈沖發生器的負載電阻
Td —— 0.1Us 至0.1Us 的脈沖寬度
I (t) —— 電流波形函數
U (t) —— 電壓波形函數
We —— 單脈沖的能量容量
基于上述雙指數脈沖波形能量計算數學模型，在MathCAD 中進行仿真，可以得到TVSTPSMC36A 拋負載測試（Pulse 5）的浪涌功率吸收的仿真結果，見下圖。它能滿足GMW3100 中Pulse 5B（Vs + Vr = 46V）的設計要求，但達不到ISO7637-2 中Pulse 5A（Vs + Vr = 100V）的設計要求。
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如果產品設計要求一定通過Pulse5 脈沖，可以更換大功率的TVS 二極管或者將兩個或多個TVS 串/并聯起來解決高電壓和大功率的要求。將TVS 串聯可以獲得更高的限定電壓值，只是等效TVS 的最大吸收電流取決于串連TVS 中Ip 最低的一個值。將TVS 并聯可以獲得更高的限定電流值，只是等效TVS 的最大脈沖電壓取決于并聯TVS 中VRSM 最低的一個值。將圖25 中的D1 換成同系列的TPSMC20A TVS 管，分別采用4 個和5 個并聯使用，均能夠滿足Pulse 5a 的要求，參見Saber 和MathCAD 的仿真結果，見圖26。從圖26 中可以發現：4 個TVS 并聯處于設計邊緣，風險比較高，5 個并聯則有設計風險低。采用4 或5 個TVS 管，在PCB Layout 中占有的空間比較大，若空間有限，可以選用單個TVS 具有高功率的器件來滿足設計要求。
6 總結
1）汽車的電氣系統分為供電系統和用電設備兩部分，具有低壓、直流和單線制供電特點；
2）汽車電源系統中產生各種各樣的瞬態脈沖電流，它是汽車用電設備的傳導噪音源；
3）直流電源濾波器主要有π 形、T 形和L 形等四種網絡結構，不管采用哪一種網絡形式，都要最大程度地滿足阻抗失配設計原則；
4）汽車供電系統中的瞬態脈沖噪音，一般集中在音頻范圍內（20Hz 至20KHz），在汽車音響直流濾波器設計中要重點評估扼流圈和電容等器件的選擇是否有效地抑制音頻噪音干擾（AFI = Audio Frequency Interference）；
5）Over Voltage、Over Current、Reverse Voltage 和ISO7637－2 中的各種瞬態脈沖等都是汽車音響直流濾波器設計過程中的重要考慮參數；
6）TVS 二極管在整個直流電源濾波器中扮演著重要角色，如何選擇適合的TVS 是解決汽車音響能否通過Over Voltage、反向電壓測試和Pulse 5 拋負載瞬態脈沖測試的關鍵；
7）Saber 和MathCAD 是進行電源濾波器設計電路仿真的有效快捷工具。
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