[導讀]傳統電源設計方法過多地強調輸出電容的選擇和布局，但就常常被忽略的輸入電容，對于一種成功的降壓轉換器設計來說更為重要。本文詳細分析了如何在降壓轉換器設計應用中正確選擇輸入電容。
雖然降壓轉換器的輸入電容一般是電路中最為重要的電容，但通常其并未得到人們足夠的重視。在滿足嚴格的紋波和噪聲要求時，傳統電源設計方法過多地強調輸出電容的選擇和布局。客戶愿意為高性能部件花錢，但就目前而言常常被忽略的輸入電容，對于一種成功的降壓轉換器設計來說更為重要。其高頻特性和布局將決定設計的成功與否。在選擇和布局輸出電容方面，確實有更大的自由度。即便是在滿足輸出噪聲要求方面，選擇和布局輸入電容也很重要。
輸入電容相關應力比輸出電容相關應力要更大，主要表現在兩個方面。輸入電容會承受更高的電流變化率，其布局和選擇對限制主開關電壓應力以及限制進入系統的噪聲至關重要。另外，它更高的均方根 (RMS) 電流應力和潛在的組件發熱使得這種選擇對整體可靠性而言更加重要。
電流的快速變化率
應力的第一個方面是快速電流變化率即dI/dT，其表現為所有內部或雜散電感的電壓。這會給輸入電容供電運行的開關或鉗位二極管帶來過電壓應力，并將高頻噪聲輻射到系統中。
高側降壓開關關閉時電流為零，開啟時為滿負載電流。輸入電容會承受一個從零到滿負載的方波電流。現代 MOSFET 以及隨后旁路電容中的電流上升時間均為 5 ns 數量級。這種快速的電流變化率 (dI/dT)，乘以總雜散電感 (L)，在降壓開關上形成電壓尖峰。另一方面，輸出電容承受的是一種，經輸出扼流圈平流并受扼流圈峰至峰電流限制的電流波形。一般而言，輸出扼流圈紋波電流被設計限定到滿負載電流的 40% 或更小的電流。
就 500 kHz、10% 占空比下運行的降壓轉換器而言，其意味著 40% 負載電流的上升時間為 200 ns。也就是說，5 ns 上升 100% 比 200 ns 上升 40% 的電流變化率高 100 倍。就給定電感的電壓而言，情況也是如此。對一些高占空比或低輸出扼流圈紋波電流的設計來說，這種比率遠不止 100 倍。
電容的 RMS 電流
應力的第二個方面是 RMS 電流。該電流的平方并乘以相關電容的等效串聯電阻 (ESR) 后得出的結果是熱量。過熱會縮短組件壽命，甚至引發災難性的故障。
輸入電容的 RMS 電流等于負載電流乘以 (D*(1-D))的平方根，其中 D 為降壓開關的占空比。就 5-V 輸入和 1.2-V 輸出而言，D約為1/4，而 RMS 電流為 43% 輸出電流。同步整流的 12-V 輸入和 1-V 輸出情況下，D 約為 1/10，而 RMS 電流為輸出電流的 30%。另一方面，鋸齒形輸出電容電流的 RMS 電流等于電感的峰至峰紋波電流除以 √12。對于一種 40% 負載電流電感峰至峰紋波電流的降壓設計來說，輸出電容的 RMS 電流只是輸出電流的 12%，即比輸入電容電流小 2.5 倍。
電容電感和 ESR
表面貼裝陶瓷電容的一般封裝尺寸從 0603 到 1210（公制尺寸 1608 到3225）不等。通過 AVX 應用手冊，我們知道電感一般為約 1 nH。就一般 2917（公制尺寸7343）封裝尺寸的芯片型鉭電容和電解質電容而言，電感約為 4 到7 nH。其中，導線尺寸起了很重要的作用。
1210 封裝尺寸、6.3-V 到 16-V 額定電壓陶瓷電容的 ESR 約為 1 到 2 mΩ。芯片型鉭電容具有一個 50 到 150 mΩ 的典型 ESR 范圍。這就決定了防止過熱的最大允許 RMS 電流。盡管 1210 封裝尺寸的陶瓷電容可應對 3 A RMS，但是最佳鉭電容尺寸 1210 只能處理 0.5 A 的電流，而更大的 2917 尺寸則可以處理約 1.7 A 的電流。最近，一種多陽極鉭電容已開始供貨，其電感和電阻降低了一半。
圖1，降壓轉化器應用設計實例
設計考慮
設計實例（請參見圖 1）所示電路顯示了一個 6 A 電流下 1.2V 到 12 V 輸入電壓的電路。它使用一個運行在 300 kHz 的控制器（TPS40190）。用戶優先考慮方面是低成本和簡單的材料清單 (BOM)。輸入和輸出電容的給定標準為 1210 封裝的 22-μF、16-V 陶瓷電容。這些電容可以處理 3 A RMS，并且發熱最小。就輸入電容而言，用戶一般不關注電壓紋波，而只關心電流是否過高。輸入電壓在其 5-V 最小值而占空比為 Vout / Vin 即 0.25 時，出現極端情況。RMS 電流為 Iout×√(D× (1-D))，即 2.6 A。
圖2，13V 輸入和 6A 負載條件下輸出電容上形成的紋波 (5 mV/DIV)
設計時，輸出紋波電壓限制定在 20 mV 峰至峰 (pp) 以下。輸出電感值選定為 2.2 μH，以將峰至峰紋波電流限定為 1.8A，也即滿負載的 30%。低 ESR 和電感輸出電容的輸出紋波電壓 (Vpp) 為峰至峰電流 (Ipp) 除以輸出電容 (Cout) 乘以 2π 乘以開關頻率 (F)，即Vpp = Ipp/(2π×F×Cout)。假設一個 Vout 正常值 80% 的電容占 20% 的容差，則需要三個電容。
測試重點
峰值-峰值輸入紋波電壓約為 200 mV（請參見圖 3），比輸出紋波電壓（請參見圖 2）大 10 倍。如果使用三個輸入電容而非一個，則輸入紋波電壓仍然比輸出紋波電壓大 3 倍。一些客戶要求嚴格地將輸入紋波電壓控制在 100 mV 以下，由于系統噪聲問題，會要求使用三個輸入電容。另外，相比近正弦波輸出紋波，輸入電壓波形具有明顯得多的鋸齒形。因此，其高頻諧波更多。由于紋波要求一般以 20-MHz 帶寬測量設置作為標準，所以并不能看見全部的電容雜散電感影響。
圖3，峰值-峰值輸入紋波電壓約為 200 mV
主電源開關影響
使用一個 470-μF 鋁電解質電容替代 22-μF 陶瓷輸入電容后，圖 1 所示 Q4 上的峰值電壓應力會從 26 V 增加到 29 V，正好低于其 30-V 額定值。另外，轉換器的效率會從 85.4% 降至 83.1%，這是因為 234 mW 的輸入電容 ESR 額外損耗。使用一個單 22-μF 陶瓷電容，但同電源開關的距離增加 0.5 英寸（1.2 厘米），這時我們看到峰值開關電壓出現相同上升，而效率并未下降。
在不同客戶的類似設計上，我們看到輸出上存在巨大的噪聲峰值（高達 80 mV）。貼近主開關添加一個 22-μF 電容可消除這些峰值。
布局指南
圖 4 顯示了一個近優化布局實例，其中，輸入旁路電容 C1 和 C2（均為 1206 尺寸）橋接高側 Q1 漏極和低側 Q2 源（均為大金屬漏極焊盤 SO-8 尺寸）。
圖4 最小化雜散電感的優化主開關和輸入電容布局
低電感旁路電容鄰近主降壓電源開關（非同步轉換器時為開關和鉗位二極管）放置是基本要求，目的是減少組件應力和高頻噪聲。表面貼裝陶瓷電容最為符合這種要求。相比輸入電容，輸出電容及其串聯電感的確切位置并不那么重要。升壓轉換器中，輸入和輸出電容的作用相反，這是因為輸出電容中輸入電流和大開關電流的電感平流。
